摘要:略
简介：略 （主要学习分析方法）
在本文中，提出了一种宽带圆TE01模式转换器的设计方法。为了在宽频带内抑制寄生模式的生成，引入了高度变形的圆波导。对高度变形圆波导中的本征模的特性进行了理论分析。分析显示，高度变形的圆波导可以改变类TE01模式和其他模式之间的频谱间隔，这提供了实现TE01模式生成的可能性。然后，使用此波导结构的一种圆TE01模转背设计，制造和测量了。文章架构如下：包括场方向图和模式频谱的特性分型在第二部分给出。得到了工作模式和不期望模式之间的最大模式频谱间距。圆TE01模转和其各部分的仿真结果在第三部分示出。第四部分给出了模式转换器的制造和实测结果。背对背测试和近场测试背用于证明高纯度输出和TE01模式的场方向图。最终第五部分做了简单的总结。
高度形变圆波导的特征分析：
为了在圆TE01模式的形成中抑制不期望模式的生成，引入了一种高度形变圆波导来增加工作模式和其他模式之间的频谱间隔。此高度形变圆波导的边界条件可以如下在极坐标系表示：
其中 R_{0}代表平均半径，a1 和 a2分别是一阶扰动和二阶扰动。此高度形变圆波导的原理图如图1所示。由于边界形变，在高度形变圆波导中的本征模场分布和模式频谱与在圆波导中的不同。
为了决定边界形变的影响，首先研究了每个本征模式的场分布。由于与CW中对应模式的电场的高度相似性，在高度形变圆波导之中的模式被命名为类TE模式或者类TM模式。对于小的形变量，在形变圆波导中的模式场方向图和在CW中的类似。然而，当波导被显著形变时，在高度形变圆波导中的这些方向图显示出了完全不同的变化。图2给出了高度形变波导的前9个本征模的电场分布图，根据它们在模式频谱中的位置排布。平均半径R_{0}被设为12mm，并且扰动a1和a2分别为3mm和3.5mm.由于它们的极化衰减特性，只展示了线极化的类TE11,类TE31,类TM11的一个电场分布图。对于双极化的类TE21和TE41模式，当大的形变被引入时，它们分裂为高频和低频不同的电场分布图。在高度形变圆波导中，模式的场分布图经受了显著的迭代，特别是对于类TE01,类TE31和类TE41H模式。类TE01模式的环状场分布图，根据凹面边界变化，发散（spread out）形成有着四个单元的十字对称场分布图。类TE31模式的电场分布图可以被视为凸出边界的一边的朝着对边的延伸块，在每边的朝向方向上有着两个额外的块。对于类TE41H模式，可以观察到类似于圆波导的TE02模式的双环电场分布图。在高度形变圆波导中的类TE41H和类TE01模式都有着圆周电场分量，这显示了高度相似性。因此，类TE41H作为在高度形变圆波导中类TE01模式的首要寄生模式。
为了抑制类TE41H模式的生成并提高所期望的类TE01模式的选择性，定量地分析了形变对于类TE01模式和类TE41H模式的波数影响。如图3所示，类TE01模式和类TE41H模式的归一化波数被化为相对尺寸扰动的函数。对于类TE01模式，不同的相对扰动和
不同地影响截止波数。当没有形变施加在波导边界时，高度形变的圆波导可以被视为圆波导，截止波数是3.83。特别地，截止波数随着一阶相对扰动
的增加而下降，当引入的一阶扰动达到0.5时，截止波数掉到了2.59，实现了32.38%的减小。相对地，提升二阶相对扰动
增加了复杂性：当
从0增加到0.35时，归计划波数从3.83到了4.29，实现了12%的提升，但是降到了4.17随着
达到了0.5。显然地，归一化截止波数相较于二阶相对扰动对于一阶相对扰动对准TE01模式更敏感。对于准TE41H模式，提升扰动也会对归一化波数产生影响，在扰动1和扰动2的影响下先增大后减小。当一阶相对扰动
增加到0.2时，归一化波数从5.31到了5.34，然后当
增加到0.5时调到了4.75。当二阶相对扰动
达到0.25时，归一化波数从5.31到了7.21，然后当
达到0.5时下降到了7.18。因此可以得出结论，不同幅度的形变对于准TE01模式和TE41H模式有不同的影响，选择一个恰当的形变可以在它们之间获得最大频谱间隔。进一步分析了形变对于归一化波数的影响，产生了两个额外的见解。首先，在高度形变圆波导中准TE01和准TE41H模式之间的频谱间隔持续增长到在圆波导中的1.48。第二，在准TE01模式和准TE41H之间的最大模式频谱间隔出现在
=0.25和
=0.35处，达到了3.21的峰值