0.题外话
周五，在处理一个电路设计时，关联到了日本的TDK公司。目前，市面上大量出货的开关电源用标准型号 - 高频铁氧体变压器 - PQ系列，型号实际是TDK的公司标准。那个尺寸参数是TDK自行制定的。似乎。
我一下意识到为什么日本会在战后密集地出现达到诺贝尔奖的工作——因为赛道选择。京瓷，日钢，TDK，还有著名的蓝光二极管，这些都属于材料领域，这部分还牵连到基础科学研究。从改革开放以来，我们实际是以加工型的产能担承，来进行产业和人力资源培养，布局的——发展模式决定了我们的工作是在真正的高科技工作的下游——我们负责集成。这才是我们的研发工作滞后的原因。我们始终在做应用相关的工作（这也难免，人口基数决定了我们在全球分工协作中的职业方向）。所以真正高科技的上游，与创新更密接的工作，我们没有承担。
真正的一线研发:
- 需要巨量资本投入.
- 风险巨大
- 需要的核心人员并不多.
这些特性决定了我们不可能在经济起来之前,优先发展基础科学.我们的路径选择没有问题.今后挂着中国人名字的一线科技研发的井喷式突破只是节拍到来后的时间问题.
1.变压器设计的基本约束条件
参考资料《变压器与电感器设计手册》，第四版，麦克莱曼，周京华译，电力出版社，2014
参考第7章。
- 如果是降压型传感器，铜损基本由二级线圈的最大电流决定。因为那部分电流会很大。
- 然后需要找到整个系统的功率*效率频响曲线。找到比如额定功率下相对输入电压的最小功率点。计算整体热损耗。
- 要计算出变压器的允许最大温升。
2.磁芯材料的选型
3.变压器的一般设计原则
- 频率提高、体积重量下降，但是转换效率减小，温升提高。
- 磁芯磁通密度更高，价格越高。
4 量化计算
4.1 视在功率
- 输出DC电路如果全桥整流，那么变压器视在功率(假定效率=0.95)：
- Pt = Pin + Pout =>Pt = Pout/0.95+Pout = 2.05*Pout
- 输出DC电路如果半桥整流，变压器视在功率（效率=0.95）
- Pt = Pin + Pout => Pt = 1.41*Pout/0.95 + 1.41*Pout = 2.89* Pout
4.2 铜损
一次绕组与二次绕组的铜损是差不多的，当然一次绕组会略大一些.
铜损的计算，在教材中参考的是0电流到满负荷的电压跌落百分比，它直接对应电流增量，额定功率有多大，直接乘以电压跌落的具体数值就可以估算铜损。
实际计算，如果使用负反馈稳压，我们要计算的是额定负载的电流增量与变压器交流阻抗+直流阻抗。
这里可以看到，因为信号波形本身的调节出了问题，铜损的会有10%的提升。
4.2.1 铜损计算 - 输入侧
这个步骤很清晰，功率250W，效率0.95，输入电压115V。
4.3 磁芯面积的影响Ap
Ap = Wa*Ac
PQ型的结构设计似乎能够增大Wa的面积，从而增大整体的磁路截面积。
附录A额外列出了几种常见的磁芯结构设计，和相应的WaAc的值：
4.4 铁损
主要的相关项：频率，磁通，磁芯质量
1.在磁通未饱和时，单位质量铁损随频率以1.68次方增加，随磁通量以1.86次方增加。
2.在磁通未饱和时，铁损随频率以1.68次方增加，随磁通量以1.86次方增加。最终的功率要乘以铁心质量。
4.5 温升
4.6 最佳工作频点
铁损 = 铜损，不知道为什么在计算时，铜损总是会大于铁损，会是5~6倍。
4.7 大电流线圈靠近散热基底
顶部因为对流会比侧边增加15%~20%的散热能力，下部的基底散热面积仅仅取决于散热面积。
附录A 变压器结构设计 - 磁路截面积
PQ型磁路参看4.3
A.1 环形磁芯
A.2 EI型磁芯
A.3 环形磁芯
附录B 1个低频隔离变压器的选型过程
B.1 约束
B.2 磁芯选型
a是调整率取了5%的5.
ke的计算，参见4.2公式。Bm代入的是Bac单位T
B.2.1 匝数比
不理解为什么设计变压器前，磁通密度可以提前确定。
- 匝数比由一次绕组的磁场特性决定。
- 线圈数由二次绕组的电流面积决定。（降压型）
B.2.2 二次绕组的线圈圈数由铜损决定
B.3 铁损
可以看到，在磁通未饱和时，铁损随频率以1.68次方增加，随磁通量以1.86次方增加。最终的功率要乘以铁心质量。
B.4 铜损
相对容易计算，不再列出，最终的总铜损：
附录C 一个高频变压器的选型过程
C.1 约束
C.2 相较低频的额外考量
1.磁芯几何常数
- Ku窗口利用系数因为趋肤效应变低，磁芯几何常熟Kg需要额外乘上1.35
- 趋肤效应，意味着导线的裸面积对总面积的比例是0.78
磁芯几何常数需要放大1.35倍=>0.0239
1.1 磁芯选择
2 匝数比
3 铜损 - 铁损 - 温升
铜损，铁损的设计值大致比例仍然重头在铜损
